仿造Harman-Kardon Citation 12后级（暖身篇）【转帖】

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仿造Harman-Kardon Citation 12后级（暖身篇）

摘自：www.diyzone.net    作者：Nelson Pass
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Harman-Kardon Citation 12后级仿造（暖身篇）

Nelson Pass（原文出自Audio Amateur）

Audio Amateur杂志曾经刊登一系列的套件改机文章，不过内容多半集中在Dyanaco的产品上。很明显的，与其自己去买一堆机箱、电源供应器、端子、电路板、散热片拉里拉杂的东西，还不如弄个套件来修改便宜！这点不难理解，因为厂商大量进货，有成本优势，可以轻易的以合理的价格供应给消费者，因此在花费上，肯并比只装一部机器、完全自己找零件来得合算。很多在类似DIY杂志频繁发表作品的作者，其实之所以能够经常装机，很多都是因为家中已经累积相当多的库存零件，或者有老机器零件可以拆，因此在成本上，特别划算，装一部机器几乎不用花费什么金钱。

这在篇文章中，我们要做两件读者过去未曾听闻的事情。我们即将针对著名的Harman Kardon Citation 12管机进行修改，很少人会对这部成品机进行改机，此外，我们还将改为MOSFET输出的设计，这跟过去常见的Bipolar晶体电路有很大的差异。本文所描述的改机技巧仅提供给有技术底子的读者来实行，还有，Harman Kardon还特别提醒我一定要跟读者讲，就是经过修改的机器会丧失维修保固的权利，这点可别忽略了。

以Harmon Kardon Citation 12为主角
Citation 12已经推出有10年以上了，他的电路来自RCA的晶体应用手册（RCA数据文件编号#647）这个电路几乎是所有现有半对称设计的典范，1970年代的大功\率后级多半采用这样的电路架构。

在Citation 12的时代，那可是非常优异的扩大机，运用许\多当年非常先进的技术与观念，譬如两个分离的电源供应器、直接交连、与无限流的大功\率输出设计，不过从现在的角度来看，这都不是太特别的东西。不过这些优点，让本机跟竞争对手Dynaco 120比起来，音质有其独到之处。它几乎可以驱动任何难搞的负载，非常稳定可靠。我当年还是个维修技师时，修过不少Dynaco、Phase Linear、McIntosh、Pioneer与Sansui的扩大机，不过就从没看到哪部Citation 12故障品在我的工作台上出现。

我还有一个很特殊的理由支持以Citation 12开刀：这是第一部我自己花钱购买的扩大机。在多年以前，当我还是在ESS Inc（当时只是学生打工，他们的电路不是我设计的）打工的工读生时，那部朋友代装的扩大机故障，让我多日无法聆听音乐，一如所有DIY玩家的直觉反应，我当下就准备了一堆零件，准备把Citation动刀，修改成一部强捍的扩大机，为我继续服务。

首先，我决定把Citation 12接上一个可以调整交流电压的自耦变压器，缓慢的提升电压，将可以保持改机后开机的安全性。我发现，两声道的输出直流相当高，尽管我重复的检查电路，也没看到任何问题，既然没看到什么大问题，那就直接上电接喇叭来听吧！一开机，低音单体好像要迎面冲过来般地往前移动，不过隔了几秒之后，一切又恢复正常，扩大机也如预期的播放音乐。我此时发现Citation 12的第一个瑕疵：开机脉冲，但这个脉冲在人耳可觉察的频率范围以外。

我保留这部扩大机相当长的时间，一直被我视为很优异的设计典范，直到我创立Threshold后，有天一个半导体供货商提供大量的MOSFET给我们试用，这才让我想到可以用这种晶体来改机看看。这些MOSFET的脚位跟Citation 12使用的功\率晶体一致，加上MOSFET可以有效的简化电路，可以让Citation 12的电路架构显得更为简洁优异。

改为功\率MOSFET输出级
在进行电路设计之前，如果能对零件的特性进行深入的了解，将会对于设计的成果有很大的帮助，不过在这里，我不打算讲得太细腻，混淆重点，因此只会把MOSFET的基本特性呈现出来，让读者把他当成一个「黑盒子」来看待。MOSFET是一个结合真空管与传统双极晶体管双方优点的组件，读者可以参考图一，MOSFET的Gate极闸极可以模拟于晶体管的BASE基极或真空管的栅极，源极Source则模拟于晶体管的Collector集极或真空管的屏极，依此类推。

我们可以发现，从Terminal 1到Terminal 3之间的电流量，将与Terminal 1与Terminal 3之间的电压呈现一定的关系，当Terminal 1与Terminal 3或Terminal 2与Terminal 3之间的电压产生波动时，流过Terminal 1与Terminal 3之间的电流也会对应的改变，从图二中，我们可以看出MOSFET、真空管与晶体管之间，在电压、电流改变时所绘制出的曲线。

在图二中，我们可以发现，输出电流除以输入电压的比值，以传统晶体最大，因为这是一个电流控制组件，乘上一个增益值后，就可以造成一个电压变化。如图二所示，功\率MOSFET与真空管就有类似的特性，不过MOSFET的互导值更高，并且可以在跟晶体相同的工作电压下运作。简单的说，功\率MOSFET就像一个真空管，但维持高互导的特性。同时与晶体管的使用电压非常相近。





功\率MOSFET也可以应用互补设计，P信道跟N信道MOSFET就像PNP与NPN晶体那样，可以做镜向对称的电路架构，这一点，就不是真空管所能做到的。

功\率MOSFET的优点在哪里？
我们这本篇文章中使用的功\率MOSFET，是International Recitifier 的IRF130，功\率150瓦、100V、12A的TO-3包装晶体，它使用了IR半导体的HEXFET技术，提供高耐压、高速切换与低饱和损失等特性。撇去偏高的价格不谈，这个晶体在特性上远比传统双极晶体管来得优异，特别适合应用在功\率放大器上。

首先，功\率MOSFET对于驱动电流的需求微乎其微，因此可以省略驱动级晶体的存在。其次，他们也没有二次崩溃效应的问题，因此可以轻易的胜过传统双极晶体，在高电压下运作。因为晶体管具有正温度系数的特性，将使得温度集中在某一区域上，造成这个区域的温度越来越高，工作负担也越来越重，最后造成晶体毁损的问题。

不过，功\率MOSFET恰好相反，呈现负温度系数的特性，因此热能可以均匀的分散，让半导体完整的去承担放大工作，适应较高的电压与功\率。这个特性也可以有效避免一般晶体管扩大机的热跑脱问题，轻易的发挥热补偿作用，维持扩大机的稳定工作。还有，MOSFET在物理特性上，呈现比较快速的反应，因此上升与下降速度都可以在150ns左右，相较之下，一般功\率晶体的速度至少迟缓数倍之多。

功\率MOSFET的缺点呢？
基本上，几乎没有什么缺点。不过，要懂得正确运用MOSFET才能合理的发挥这个组件应有的优势。譬如说，负温度系数的特性并不能保证MOSFET在任何电路设计中安然无恙，如果操作在工作电压偏低的环境下，一如许\多原本设计就很谨慎的低功\率晶体扩大机（包括这里提到的Citation 12），这个优点就很难表现得突出。

在很多扩大机或设计中，功\率MOSFET比功\率晶体表现更优异的线性度，不过有一个例外，就是把MOSFET用在缓冲上，然后以低阻抗的讯源驱动，此时MOSFET失真上的优势不再，晶体此时的失真可以是MOSFET的三分之一。

另一个广为人知的说法，就是在使用功\率MOSFET并联时，是不能不使用源极电阻来控制每个并联晶体的静态电流，唯有如此，才能确保每个并联晶体分担相同的工作负担，而不至于有所偏颇。我们可以发现，除非已经做到彻底的配对，不然，千万不能舍弃这个电阻，这样才能确保扩大机的稳定性。

另一个会造成音质差异的因素，是MOSFET偏高的输入电容，这个电容值约在500PF~1000PF之谱，着实不小。譬如说，如果要做到100V/uS的回转率，那就得在1000PF的输入电容上注入高达1A的电流！因此当我们设计MOSFET的电路时，就必须特别注意，纵使驱动电路可以有效的简化，但一定要提供足够的电流才行。

很庆幸的是，在实际的使用上，我们得处理的电容现象大多集中在闸极-源极之间，这跟闸极与渠极之间的电压摆\动影响有限，在我们计划的这部后级中，扩大机前端电路只要推出0.003A的电流，就可以在输出功\率晶体的输入电容上，创造40V/uS的回转率，此时的输入电容约为100PF。这个电容值大约是MOSFET规格图表上的五分之一，证明绝大多数的电容都存在于闸极跟源极之间。

在此我必须特别提出一个MOSFET在使用上的关键点。跟双极晶体管相比，MOSFET的互导比较低，因此在相同的驱动电压下，MOSFET的输出功\率会不如双极晶体管高，或者说，电压的利用率比较低。为了解决这个问题，我们多半得使用比较高的供应电压，或者说，将输出级与驱动级分开来，让驱动级使用比较高的电压，也可以解决这个电压利用率较低的问题。

精简优异的电路架构
用在本电路上的IRF130 MOSFET，非常适合拿来替换Citation 12的输出晶体，无论是规格或尺寸都非常接近，因此要纳入这个标准的半对称电路中，只需要小小的修改即可，读者可以参考图五跟图六，这是我将Citation 12电路简化之后的架构，可以看得比较清楚。



在图五中，我们可以看到Q1跟Q2是标准的双差动放大，输出电压驱动Q3这个NPN电压放大晶体，而R1与R2则是用来提供这三个晶体所需的偏压。Q3的输出端面对一个靴带式电流源（包含R3、R4与C1），还有一个电压源，提供输出晶体所需的偏压。Q5的角色则是担任电位调整的效果，使得负端的Q7功\率晶体获得相对称的电压浮动。

Q4为电流放大器，驱动正电压端的Q6功\率晶体。图六的电路基本上与图五相同，不过Q6跟Q7已经改为功\率MOSFET，同时Q4也被省略了，因为此时已经不需要多一个电流放大级来驱动Q6。

实际制作的电路架构
图七跟图八是两个后级的实际电路，为了容易判别起见，我们将零件编号适度的修改，以对应刚刚的图五跟图六。在图八中，R11跟C7用来过滤电源供应器上的涟波与瞬时电流，可以有效的稳定偏流、降低噪声与失真。R12跟C2则是一个低通滤波器，避免从输入端窜入的超高频讯号被扩大机给放大了。



R1电阻提供2mA的电流给Q1与Q2平均使用，从Q1流过的1mA电流通过R2，提供大约0.65V的偏压在Q3晶体的基极与射极。这个直流电流加上交流讯号后，进入Q3，同时得面对R3与R4（与C3构成的靴带式增阻电路）创造的高阻抗，因此会在Q3的集极上，创造一个很大的电压增益。经过电压放大后的讯号送到Q6，而负电压端的讯号则是送到Q5、Q7构成的电路，在这个电路中，R5的动作类似于R2，而R9则是用来限制Q5的增益。

R16、R15、R10所构成的网络，则可以抑制本电路增益级与内部电容之间可能产生的振荡，C6与R10并联，可以避免这个电阻不至于通过音频讯号，如此将可能导致过热而烧毁这个电阻。C4则是一个提供阻尼的电容，可以透过提供第二个高频环路的方式来强化电路的稳定性，强迫回授网络忽略输出级在高频端的动作，使得前端电路的频率响应维持在800KHz以上。

图五跟图六里头的偏压网络已经由Q4与R17、R18、C5取代，构成一个稳定的恒压源，电压的多寡可由R17可变电阻来做调整，至于C5，则可以提供这个偏压网络在各种频率下工作的稳定性。D3可以确保整个电路在切割点上呈现正负对称的状态，D1与D2则提供一个电流路径，当后级输出面对强大的抗性负载导致强烈的反电动势时，这两个二极管可以发挥疏导的效果，将电路保护住。R6、R7与C3构成一个负回授网络，提供一个大约0.7Hz的低频截止点。

我想有必要针对R3、R4与C1所构成的靴带式增阻电路作一些动作分析。他的出发点，就是希望用最低廉的代价，为Q3取得一个恒流源负载，这个负载的等效交流阻抗非常、非常的高，可以使得Q3在极高的增益下运作，而此时的直流阻抗为R3+R4的总值，9.4K。这会提供Q3大约3mA的A类直流偏流，对于增益级而言，并没有造成沉重的负载。

因为R3跟R4间的节点会透过C1电容来发挥增阻效应，这个C1电容的另一端，与扩大机的低阻抗输出端相连，使得这个R3与R4的节点会同步的起伏波动。因为输出电压几乎于Q3的集极电压一致，因此横跨在R4上的电压降也几乎不变，使得通过R4的电流稳定不变，这个动作行为，不正就是一个恒流源？从这个角度来看，Q3可以在八奥姆的负载下进行完整的摆\福动作，但此时的偏流变化也不过10%，相较之下，如果没有这个靴带增阻电路，那此时的变化幅度将会高达100%之谱。这个设计技巧，对于提升整个系统的增益与稳定性帮助甚大，不过电路却仍能维持高度的简洁与低廉的成本。

上述提到的增阻效应，可以在宽广的频率范围内动作，从0.14Hz的低频到高频端的300KHz，都可以发挥优异的效果。

动手DIY实做修改
首先，我们要先将电路板拆卸下来，然后拔掉一些连接端子与焊除一些卡在电路板上的零件。拆卸时要格外小心，配合吸锡器或吸锡枪来处理，特别注意别让铜箔剥落。参考图十三，我们会看到有不少零件需要从机箱底座的反面拆下来，包括散热片。以我来说，还顺便用这个机会把输出与输入端子换成比较高级的镀金品，无论是质感或聆听素质，都比原先的好多了。

我也同时把输出端的热保护组件与保险丝也一并拆了，反正是自己用的，我并不需要这些额外的零件来破坏音质。以我个人的角度来看，我也不怎么信赖原先机器上的功\率晶体插座，所以决定直接把零件跟线材焊在TO-3晶体的接脚上，完全拔掉这个功\率晶体插座。另外，也从机座的底面拆掉、移除所有的电容，只留下那几个计算机级的电源滤波电解电容。

图十三显示出主要的交流线路径， 不过你会发现少了热补偿晶体，但在实际的工作上，却丝毫没有差别。接着将TO-3包装的MOSFET功\率晶体装上去，依序摆\上绝缘云母片、螺丝绝缘粒…….等等，注意，在晶体的外壳就是渠极Drain，因此必要的线材应该连到这边。

图十四为输出晶体的连接方式，而外部导线的拉法，则可以参考图十三。在将功\率晶体固定在散热片上之后，最重要的工作，就是要测量晶体的外壳有没有跟散热片短路？这是非常关键的绝缘动作。测量的方式很简单，就是使用一个三用电表，转到奥姆档，一个探棒摆\在晶体的金属外壳，另一个探棒摆\在散热片上，不过，因为散热片表面有阳极处理，因此有必要用探棒稍微刮一下表面，确定探棒与散热片有接触，否则隔着阳极处理漆膜，都只会呈现绝缘状态的。

当我们完成功\率晶体的安装与必要的接线之后，接着就是将摆\着MOSFET的散热片装回去机箱中，并且完成散热片与电路板之间的联机。注意，在图十三中，为了做到最佳的连接与降低端子的连接电阻，有许\多联机已经直接焊在PCB上，完全舍弃了端子的存在。另外，我在电源供应器的滤波电容上，并上了0.47uF/100V的小电容，来改善电解电容在高频的损失角，这个零件并非必须，不至于影响电路的正常工作。我同时也在桥式整流上并联了0.01uF电容，这可以改善二极管的rf放射，当然，这也是作为改善之用，也不会影响电路的正常动作。

从图十一与图十二的电路板正反面图文件中，读者可以比较清晰的看出接法。请特别注意电路板背面的部分地方以18号AWG的铜线短路，其中两条，就是取代原本一个串连在输出端的电感/电阻组件（99%的晶体电路大概都会加上这个东西），这样将可以减少部分的失真。原本的电路板规划，虽然历经多个版本，但是却将回授的位置摆\在离输出端还有一点距离的地方，这一点点的距离，虽然仅是PCB上短短的铜箔，但却会与实际的输出端产生几毫伏的差异，造成奇次谐波的失真问题。

跟一般DIY装机的原则相同，千万要注意每个有极性零件的接脚，不能弄错，另外在焊接时，也要小心的控制时间，避免高热破坏了零件。因为这些修改过程是针对比较有经验的DIY玩家而设计的，因此就不去谈太过细节的装机技巧。尽量让TO-92晶体留下足够长度的接脚，Q5跟Q3则有必要加上小型散热片。

Citation 12 MOSFET版上电测试
当初次开机时，请将调整偏压的可变电阻转到最大值，这会让扩大机在开机时的静态电流处于最低，为了保险起见，可以先用电阻表检查一下可变电阻的状态。因为每个可变电阻的结构不太相同，同样是顺时针转到底，可能呈现零奥姆或最大阻抗的状态。







以下的测试非常重要，必须非常谨慎的进行，先从一个声道开始，然后接着再测试另一个声道。有一个技巧可供参考，未测试的那个声道，可以先将保险丝拿掉，至于测试中的那个声道，则可以使用1A的快燃保险丝，做到妥善的保护。从讯号产生器使用低电压的讯号1V、1KHz注入扩大机的输入端，注意这个讯号产生器的接地跟示波器的接地应该浮接，示波器应该做到大地接地。在没有负载的情况下，量测输出端的波形。

将示波器的垂直格度设定为5V/div，平行格度设定为0.2mS/div，最好能使用自耦变压器来缓慢提升供应电压，然后谨慎的用示波器观察输出。输出端一开始会呈现些许\的直流电压，然后逐步降低，接着控制讯号的多寡，在示波器上显示正负2V的正弦波，如果到此顺利，那就继续提高自耦变压器的输出电压，一直到全电压供应为止。如果到此为止都没有任何保险丝烧毁的异状，下一步就是去缓慢的增加讯号产生器的输出电压，直到扩大机的输出呈现切割点（大约在正负30V左右），请仔细观察是否有任何震荡异状或严重的失真问题。












完成上述测试后，请复制相同的过程到另一个声道上。当两声道都可以在无负载下成功\的运作时，接着将两声道的保险丝换成4A的，在输出端加上八奥姆的电阻负载，继续上面的测试，然后观察保险丝有没有烧毁？波形有没有正常？你可能会看到一些交叉失真，这对一部没有偏压的后级来说，是很正常的，只要在稍后将偏压可变电阻设定好了，就不会有交叉失真了。

当两个声道都可以在全功\率的情况下推动八奥姆负载时，我们可以接着去调整这部扩大机输出级的偏流，原则很简单，就是要调整偏流，让扩大机不再产生交叉失真为止，此时大约是在输出级有100mA的静态偏流。作法如下：参考图二十五，将正负8V的讯号注入八奥姆的负载，然后观察示波器，逐渐调高偏流，直到交叉失真不再出现为止。

做这个动作时要非常小心，因为很可能因为求好心切而将，然后观察示波器，逐渐调高偏流，直到交叉失真不再出现为止。做这个动作时要非常小心，因为很可能因为求好心切而将偏流调得太高。把负载拿掉，然后每隔十五分钟就以手触摸散热片，检视散热片的温度。理想的状况下，每个声道在静态时，应该在散热片上呈现微温。如果温度太高了，可以将偏流降低，如果散热片毫无温度可言，则应该谨慎的将偏流调高，直到温温的为止。

每隔十五分钟检查散热片的温度跟偏流的多寡、失真现象，视情况不断的进行调整，如果你运气不错，手上有电流检测探棒，那整个过程可以更简单，就将偏流设定在100mA，然后不断的工作、观察即可。当然也可用另外一招，就是在正负电源处串上一个一奥姆的电阻，然后调整偏流，当限流电阻上出现100mV的直流电压时，就是正确的偏流状态了。

利用扩大机来进行自我测试
你可能不知道，其实我们可以用很简单的方法来测试扩大机的失真，只要一个八奥姆负载电阻、一个示波器、一部讯号产生器，还有扩大机本身，这样就够了。更妙的是，这个示波器跟讯号产生器的质量这个示波器跟讯号产生器的质量要求都不必很高，只要一般的水平即可。

图二十五中，我们可以看到扩大机A声道利用讯号产生器提供的讯号，将讯号透过八奥姆电阻后，注入另一个声道B中。在声道B中，我们可以发现声道A的电压输出将会被声道B的阻尼因子给分割。以这部扩大机为例，他的输出阻抗在宽广的频率范围内，均维持0.064奥姆（8/0.064=125阻尼因子），因此会产生一个现象，就是声道A的输出电压，在B声道的输出端那边会减少0.8%，同时因为声道B汲取电流的关系，也会产生一些失真现象。

在声道B的输出端，我们也会观察到随着声道A工作状况所产生的失真现象。这是因为绝大多数的扩大机失真，多半与电流的波动紧密关连（这也是Stasis设计的重要论点），因此利用这个简单的测试技巧，就可以用很简单低廉的方式来观察失真，要观察到0.8%的总谐波失真并不困难。这个测试方式对于控制扩大机的偏流特别方便，因为我们可以清楚的看到交叉失真或其它现象。

利用这个测试技巧，也可以看出当电路板与其它的端子之间的连接不良时所产生的失真问题。（我在刚拿到这部后级时，就发现这个问题，不过经过我的清洁与重新焊接后，就解决了）要评估失真的百分比时，切记，从示波器上看到的电压除以另一声道另一声道的输出电压，会等于失真值。

举例来说，如果声道A的输出电压是正负28V（20Vrms），并透过八奥姆电阻注入声道B，则会在声道B的输出端呈现一个讯号，此讯号由是由声道A的输出除以阻尼因子（正负0.225V的正弦波）加上声道B在八奥姆负载下的等效失真。在这个情况下，0.28V的尖峰失真值意味1%的最高失真，以一部平均失真0.1%的扩大机来说，这个尖峰值还算合理的。

MOSFET Citation 12性能表现
图十五至图二十四是这部修改雏形机的测试图形，并未使用任何特别挑选的零件。读者可以从失真与方波图形的比较中看出，跟原先未修改前比较起来，修改之后的失真与瞬时响应有明显的改善。图二十四显示出半个输出级的电流输出波形，我们可以发现，再跨越零位面的部分，输出波形并没有像AB类或B类双极晶体管输出架构那样，很容易的生生的切割掉。这个电路特性很接近于准A类的工作状态，可以在低工作电压上有优异的反应，当然，要在双极晶体管的电路上做到这点也不是很困难，只是得加入一个动态偏压的电路就是了。

就音质表现来说，修改之后的Citation 12有了非常大幅度的提升，特别是在高频的部分，原先的Citation 12在此处已经是捶胸顿足，模糊不堪，但此时却呈现细节丰富、音色甜美的特质。音像与中频的细节增进不少，不过在低频的部分（Citation 12的强处），本机的表现还是维持快速的反应，如平面喇叭一般，跟一般追求劲道的低频略有差异。

整体来说，我希望各位读者都有机会可以尝试这些修改过程并从中获得乐趣，没有一部扩大机会比自己装的来得动听，当然，也没有一部市售的扩大机可以带来同等的满足享受。虽然我跟杂志编辑同仁反复的检视这篇文章，但多少还是有可能发生一点错误，希望有心动手的读者可以仔细的对照零件表、电路图与电路板的布局，避免任何疏忽。

这部我修改的扩大机已经顺利工作六个月以上，我保证在制作与测试过程中没有任何问题，欢迎动手吧！

预祝装机顺利，Nelson Pass。

图说：这就是DZ依照Nelson Pass建议所推出的Citaion 12 MOSFET后级，因为电路非常的精简，所以我们将整流滤波电路一并安排在PCB上，使用多对滤波电容并联的方式来获得更为清澈的音质表现。本机已经试做完成，同时也委请网友「小铭」试装，并撰写完整的装机说明，非常适合初学者装机，即将推出！